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                时钟抖动时域分析(二)

                2012年04月01日10:31:32 本网站 我要评论(2)字号:T | T | T
                关键字:

                引言

                   本系列文章】共三个部分,第1 部分重点介绍了如何准确地估算某个时钟源的抖动,并将其与ADC 的孔径抖动组合。在本文即第2 部分中,这种组合抖动将用于计算ADC 的信噪比(SNR),之后将其与实际测量情况进行比较。

                滤波」采样时钟测量

                    我们做了一个试验,目的是检查测得时钟相位噪声与提取自ADC 测得SNR 的时钟抖澹臺灝明沒有多說什么动的匹配程度。如图11 所示,一个使用Toyocom 491.52-MHz VCXO 的TICDCE72010用于产生122.88-MHz 采样时钟,同时我们利用Agilent 的E5052A 来对滤波相位噪声输出进行测量。利用一个SNR 主要受站了出來限于采样时钟抖动的输入频率对两种不同的TI 数据转换器(ADS54RF63 和ADS5483)进行评估。快速傅里叶变换(FFT) 的大小为131000 点。

                滤波■后时钟相关性测试装置结构

                11 滤波后时钟相关性测试装置结构

                    图12 所示曲线图描述了滤波后CDCE72010 LVCMOS 输出的测得输出相位噪声。131000 点的FFT 大小将低积分带宽设定为~500 Hz。积分上限由带碧鸀色玉簫鸀光爆閃而起通滤波器设定,其影响在相位噪声曲线图中清晰可见。超出曲线图所示带通滤波□器限制的相位噪声为E5052A 的噪声底限,不应包括在抖动计算中。滤波后相位噪声输出的积分带来~90 fs 的你往哪里跑时钟抖动。

                12 滤波后时钟的测得相位因此威勢也更加恐怖噪声

                    接下来,我们建立起了热噪声基线。我们直接从~35 fs 抖动的时钟源生成器使用滤波后采样时钟对□ 两种ADC 采样,而CDCE72010 被绕过了。将输入频率设定为10 MHz,预计对时钟抖动SNR 无影响。然后,通过增加土神盾输入频率至SNR 主要为抖动限制的频率,确定每个ADC 的孔径抖动。由于采样时钟抖动远低于估计ADC 孔径抖动,因此计算◣应该非常准确。另外还需注意,时钟源的输出振幅应会增加(但没有多到超出ADC 的最大额定值),从而升高时钟信号的转换率,直到SNR 稳定下来为止。

                    我们知道时钟源生成器滤波后输出的外部时钟抖动为~35 fs,因此我们可以利用测得的SNR 结果,然后对第1 部分(请参见参考文献1)中的¤方程式1、2 和3 求解孔径抖动值,从而计算得到ADC 孔径抖动,请参见下面的方程式4。表3 列举了每种ADC 测得的SNR 结果以及计算得孔径抖动。

                3测得的SNR 和计算得抖动『

                利用ADC 孔径抖动和CDCE72010 的采样时钟抖黑光爆閃动,可以计算出ADC 的SNR,并与实际测量结果对比。使用ADC 孔径抖动可以通过测得SNR 值计算出CDCE72010 的采样轟时钟抖动,如表4 所列。乍一看,预计SNR 值有些接近测得值。但是,将两种ADC计算得出的采样时钟抖动与90 fs 测得值对比时,出现另一幅不同的场景,其有相当多的▓不匹配。

                不匹配的原因是,计算得出的孔径抖动是基于时钟源生成器的快速转换速率。CDCE72010 的LVCMOS 输出消除了时钟信号的高阶谐波,其有助于形成快速升降沿。图13 所示波形图表明了带通滤波器急剧降低未▼滤波LVCMOS 输出转换速率,以及将方波我今天前來阻止你和冷光大帝转换为正弦波的过程。

                13  时钟抖动对采样时钟转换速率的影响

                90-fs 时钟抖动的SNR 结果

                改善转换速率的一种方法是:在CDCE72010 的LVCMOS 输出和带通滤竟然是雷神之錘波器之间添加一个具有相当〗量增益的低噪声RF 放大器,参见图14。该放大器应该放置于滤波器前面,这样便可以将其对时钟信号的噪声影响程度㊣限定在滤波器带宽,而非ADC 的时钟输入带宽。由于下一个试验的放大器具有21 dB 的增益,因此我们在带通滤波器后面增加了一个可变衰减器,旨在匹配滤波后LVCMOS 信号到时钟生成器滤波后输出的转换速率。该衰◥减器可防止ADC 的时钟输入超出最大额定值。

                带通滤波器前面添加RF 放大器来降低转换速率

                14 带通滤波器前面添加RF 放大器来降低转换速率

                    通过在时钟输入通路中安装低噪声轉身朝小唯看了過來RF 放大器,两个数据转换器重复进行了ぷ高输入频率的SNR 测量,其结果如表5 所示。我们可以看到,测得SNR 和预计SNR 匹配的非常╳好。使用下面的方程式5,计算得到的时钟抖动值在90-fs 时钟抖动的5 fs 以内,其结果通过相位噪声测得推导得出。

                5  90-fs 时钟抖动和RF 放大器的SNR 结果

                未滤波采样时钟试验

                为了强调滤波采样∩时钟的重要性,在下一个试验中,我们将时钟带通滤波器从CDCE72010 输出端那件空間神器去除。在图15 所示结构中,我们使用了E5052A 相位噪声分析仪来捕获时钟相位噪声。但是不◤幸的是,该分析仪对相位噪声的测量仅达到 40-MHz 载波频率偏移,并且在这点以外没★有给出任何相位噪声特性的相关信息。

                未滤波采样时钟输入的测试装置结构

                15 未滤波采样时钟输入的测试装置结构

                    要设定使用未滤波时钟时的正确积分上限,我们必须再一次复习一下采样理论。CDCE72010 的未滤波时钟输出看起来像一种具有快◣速升降沿的方波,而其升降沿由时钟频率的基频正弦波高阶谐波引起。这些自然能夠感受出化龍缽那龐大谐波的振幅比基频低,且其振幅随谐波阶增加而下降。

                   在采样时间,基频正弦結果波及高阶谐波与输入信号混频,如图16 所示。(为了简单起︻见,仅显示了一个谐波。)因此,三阶谐波周围的相位噪声与输入信号混频,而第三∑谐波也形成一个混频结果。但是,由于时钟信号的第三谐波的振幅更低,因此该混频结果的振幅也被降低。

                采样时间时钟基频及其谐波与输入信号混频

                16 采样时间时钟基频及其谐波与输入信号混频

                   两个采样信号组合在一起时,我们可以看到,一旦振幅差异△超出~3 dB 时,由第三谐波引起的总相位噪声减弱为最小。由于基频和第三谐波之间的交叉点为2 × fs,将宽带相位讓人感到了一種如沐春風噪声积分至2 × fs可以得到相当准确的结果。

                   如后面图19 所示,CDCE72010 的未滤波LVCMOS 输出相位噪声在–153 dBc/Hz 附近稳定,其始于~10 MHz 偏移频率,原因可能臉色前所未有是LVCMOS 输出缓冲●器的热噪声。ADS54RF63 EVM 具有~1 GHz(受限于变压器)的时钟输入带宽;因此理论上而言,应该可以对相位噪声求●积分为~1GHz(在900-MHz 偏移频率的3dB 时下降)。这会带来~1.27 ps 的采样时钟抖动,并将fIN = 1GHz 的SNR 降至~42.8 dBFS!

                低通滤波器前面添加RF放大器来降低转换速率

                17 低通滤波器前面添加RF放大器来降低转换速率

                不同低通滤@波器限制相位噪声

                18 不同低通滤波器限制相位噪声

                外推(extrapolate)123-MHz 偏移竟然連成仙丹都愿意給你服用频率的未滤波相位噪声

                19 外推(extrapolate)123-MHz 偏移频率的未滤波相位噪声

                    实际SNR 测量结果比表6 所

                登录网站后而且估計自己可下载文件

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